tl494를 사용하여 스위칭 전원 공급 장치의 전원 스위치를 제어합니다. DIY 스위칭 전원 공급 장치 tl494에서 스위칭 전원 공급 장치 계산

모든 라디오 아마추어, 수리공 또는 장인은 회로에 전원을 공급하거나 전원 공급 장치를 사용하여 테스트하거나 때로는 배터리를 충전하기 위해 전원이 필요합니다. 얼마 전 이 주제에 관심이 생겼고 비슷한 장치도 필요했습니다. 평소와 같이 나는 이 문제에 대해 인터넷에서 많은 페이지를 샅샅이 뒤지고 포럼에서 많은 주제를 따랐지만 정확히 내가 필요한 것은 내 마음 속에 없었습니다. 그런 다음 필요한 모든 정보를 하나씩 수집하여 모든 것을 직접 수행하기로 결정했습니다. 따라서 TL494 칩을 기반으로 한 스위칭 실험실 전원 공급 장치가 탄생했습니다.

특별한 점은 – 글쎄요, 별 것 아닌 것 같지만 설명하겠습니다 – 동일한 인쇄 회로 기판에서 컴퓨터의 원래 전원 공급 장치를 다시 만드는 것은 제가 보기에는 정확히 풍수도 아니고 아름답지도 않은 것 같습니다. 케이스의 경우도 마찬가지입니다. 구멍이 있는 금속 조각은 보기에 좋지 않습니다. 하지만 이 스타일의 팬이 있다면 저는 반대할 생각이 없습니다. 따라서 이 디자인은 원래 컴퓨터 전원 공급 장치의 주요 부품만을 기반으로 하지만 인쇄 회로 기판(또는 실제로는 3개가 있는 인쇄 회로 기판)은 케이스를 위해 별도로 제작됩니다. 여기 케이스도 두 부분으로 구성되어 있습니다. 물론 베이스는 Kradex Z4A 케이스와 사진에서 볼 수 있는 팬(쿨러)입니다. 그것은 신체의 연속과 같지만, 가장 먼저 해야 할 일이 있습니다.

전원 공급 장치 다이어그램:

기사 끝 부분에서 부품 목록을 볼 수 있습니다. 이제 스위칭 실험실 전원 공급 장치의 회로를 간략하게 분석해 보겠습니다. 회로는 TL494 칩에서 작동하며 많은 아날로그가 있지만 여전히 원래 칩을 사용하는 것이 좋습니다. 중국 아날로그 및 위조품과 달리 매우 저렴하고 안정적으로 작동합니다. 컴퓨터에서 여러 개의 오래된 전원 공급 장치를 분해하고 거기에서 필요한 부품을 수집할 수도 있지만 가능하다면 새 부품과 미세 회로를 사용하는 것이 좋습니다. 이렇게 하면 성공 가능성이 높아집니다. 내장된 핵심 요소 TL494의 출력 전력이 주 펄스 변압기 Tr2에서 작동하는 강력한 트랜지스터를 제어하기에 충분하지 않기 때문에 전력 트랜지스터 T3 및 T4의 제어 회로는 제어 변압기 Tr1을 사용하여 구축됩니다. 이 제어 변압기는 권선 구성을 변경하지 않고 기존 컴퓨터 전원 공급 장치에서 사용됩니다. 제어 변압기 Tr1은 트랜지스터 T1 및 T2에 의해 구동됩니다.

제어 변압기의 신호는 다이오드 D8 및 D9를 통해 전력 트랜지스터의 베이스에 공급됩니다. 트랜지스터 T3 및 T4는 바이폴라 브랜드 MJE13009를 사용하며 더 낮은 전류(MJE13007)의 트랜지스터를 사용할 수 있지만 여기서는 회로의 신뢰성과 전력을 높이기 위해 더 높은 전류로 두는 것이 더 좋습니다. 회로의 고전압 회로에서 단락을 방지합니다. 다음으로, 이러한 트랜지스터는 다이오드 브리지 VDS1의 정류된 310V 전압을 필요한 전압(이 경우 30~31V)으로 변환하는 변압기 Tr2를 스윙합니다. 변압기 되감기(또는 처음부터 감기)에 대한 데이터는 조금 나중에 나올 것입니다. 출력 전압은 이 변압기의 2차 권선에서 제거되며, 여기에 정류기와 일련의 필터가 연결되어 전압에 리플이 최대한 발생하지 않습니다. 정류 중 손실을 최소화하고 회로에 따라 이 요소의 큰 가열을 제거하려면 쇼트키 다이오드에 정류기를 사용해야 합니다. 이중 쇼트키 다이오드 D15가 사용됩니다. 여기서도 다이오드의 허용 전류가 클수록 좋습니다. 회로를 처음 시작할 때 부주의하면 이러한 다이오드와 전력 트랜지스터 T3 및 T4가 손상될 가능성이 높습니다. 회로의 출력 필터에는 ESR이 낮은 전해 커패시터(Low ESR)를 사용하는 것이 좋습니다. 초크 L5 및 L6은 오래된 컴퓨터 전원 공급 장치에서 사용되었습니다(오래된 것과 비슷하지만 단순히 결함이 있지만 아주 새롭고 강력하며 550W인 것 같습니다). L6은 권선을 바꾸지 않고 사용하며, 두꺼운 동선을 12개 정도 감은 원통형입니다. 컴퓨터는 여러 전압 레벨을 사용하므로 L5를 되감아야 합니다. 우리는 이를 조절할 하나의 전압만 필요합니다.

L5는 노란색 링입니다(다른 특성을 가진 페라이트를 사용할 수 있으므로 모든 링이 작동하는 것은 아닙니다. 노란색 링이 필요합니다). 이 링에는 직경 1.5mm의 구리선을 약 50바퀴 감아야 합니다. 저항 R34는 냉각 저항입니다. 조정 시 조정 손잡이를 돌릴 때 전압이 감소할 때까지 오랫동안 기다리는 상황이 없도록 커패시터를 방전시킵니다.

가열에 가장 취약한 요소 T3 및 T4와 D15는 라디에이터에 설치됩니다. 이 디자인에서는 오래된 블록에서 가져와서 형식을 지정했습니다(케이스와 인쇄 회로 기판의 치수에 맞게 자르고 구부림).

회로는 펄스형이며 가정용 네트워크에 자체 잡음을 유발할 수 있으므로 공통 모드 초크 L2를 사용해야 합니다. 기존 네트워크 간섭을 필터링하기 위해 초크 L3 및 L4를 사용하는 필터가 사용됩니다. NTC1 서미스터는 회로가 소켓에 연결될 때 전류 서지를 방지하여 회로가 더 부드럽게 시작됩니다.

전압과 전류를 제어하고 TL494 칩을 동작시키기 위해서는 310V 이하의 전압이 필요하므로 이를 위해 별도의 전원회로를 사용한다. 소형 변압기 Tr3 BV EI 382 1189를 기반으로 제작되었습니다. 2차 권선에서 전압은 커패시터에 의해 간단하고 화나게 정류되고 평활화됩니다. 따라서 전원 공급 회로의 제어 부분에 필요한 12V를 얻습니다. 다음으로 7805 선형 안정기 칩을 사용하여 12V를 5V로 안정화합니다. 이 전압은 전압 및 전류 표시 회로에 사용됩니다. 전압 및 전류 표시 회로의 연산 증폭기에 전력을 공급하기 위해 -5V의 전압도 인위적으로 생성됩니다. 원칙적으로 특정 전원 공급 장치에 대해 사용 가능한 모든 전압계 및 전류계 회로를 사용할 수 있으며, 필요하지 않은 경우 이 전압 안정화 단계를 제거할 수 있습니다. 일반적으로 측정 및 표시 회로는 약 3.3~5V의 전원 공급이 필요한 마이크로 컨트롤러를 기반으로 사용됩니다. 전류계와 전압계의 연결이 다이어그램에 표시됩니다.

사진에는 전류계와 전압계와 같은 마이크로 컨트롤러가 있는 인쇄 회로 기판이 있으며, 볼트는 슈퍼 접착제로 플라스틱에 단단히 접착된 너트에 나사로 고정되어 있습니다. 이 표시기에는 최대 9.99A의 전류 측정 제한이 있는데, 이는 이 전원 공급 장치에 충분하지 않습니다. 디스플레이 기능 외에도 전류 및 전압 측정 모듈은 장치의 메인 보드와 관련하여 더 이상 관여하지 않습니다. 모든 교체 측정 모듈은 기능적으로 적합합니다.

전압 및 전류 조절 회로는 4개의 연산 증폭기(LM324가 사용됨 - 하나의 패키지에 4개의 연산 증폭기)에 구축됩니다. 이 초소형 회로에 전원을 공급하려면 L1 및 C1, C2 요소에 전원 필터를 사용하는 것이 좋습니다. 회로 설정은 제어 범위를 설정하기 위해 별표가 표시된 요소를 선택하는 것으로 구성됩니다. 조정 회로는 별도의 인쇄 회로 기판에 조립됩니다. 또한 보다 원활한 전류 조절을 위해 그에 따라 연결된 여러 가변 저항을 사용할 수 있습니다.

컨버터의 주파수를 설정하려면 커패시터 C3의 값과 저항 R3의 값을 선택해야 합니다. 다이어그램은 계산된 데이터가 포함된 작은 판을 보여줍니다. 주파수가 너무 높으면 스위칭 시 전력 트랜지스터의 손실이 증가할 수 있으므로 너무 당황해서는 안 됩니다. 70-80kHz 이하의 주파수를 사용하는 것이 가장 좋습니다.

이제 변압기 Tr2의 권선 또는 되감기 매개변수에 대해 설명합니다. 나는 또한 오래된 컴퓨터 전원 공급 장치의 베이스를 사용했습니다. 고전류 및 고전압이 필요하지 않은 경우 이러한 변압기를 되감을 수 없지만 기성품을 사용하여 그에 따라 권선을 연결하십시오. 그러나 더 많은 전류와 전압이 필요한 경우 더 나은 결과를 얻으려면 변압기를 되감아야 합니다. 우선 우리가 가지고 있는 코어를 분해해야 합니다. 페라이트는 매우 깨지기 쉬우므로 깨뜨리면 안 됩니다. 그렇지 않으면 모든 것이 쓰레기가 되기 때문입니다. 따라서 코어를 분해하려면 코어를 가열해야 합니다. 반쪽을 서로 접착하기 위해 제조업체는 일반적으로 가열하면 부드러워지는 에폭시 수지를 사용하기 때문입니다. 개방형 화원을 사용해서는 안 됩니다. 전기 난방 장비는 전기 스토브와 같은 국내 환경에 적합합니다. 가열할 때 코어의 절반을 조심스럽게 분리하십시오. 식힌 후 원래의 권선을 모두 제거하십시오. 이제 변압기의 1차 권선과 2차 권선에 필요한 회전 수를 계산해야 합니다. 이를 위해 ExcellentIT(5000) 프로그램을 사용할 수 있습니다. 여기서 필요한 변환기 매개변수를 설정하고 사용된 코어에 대한 회전 수를 계산합니다. 다음으로, 권선 후 변압기 코어를 다시 접착해야 하며 고강도 접착제나 에폭시 수지를 사용하는 것이 좋습니다. 새 코어를 구입할 때 코어 반쪽을 금속 스테이플과 볼트로 고정할 수 있는 경우가 많기 때문에 접착할 필요가 없습니다. 장치 작동 중 소음을 제거하려면 권선을 단단히 감아야 합니다. 원하는 경우 권선을 일종의 파라핀으로 채울 수 있습니다.

인쇄 회로 기판은 Z4A 패키지용으로 설계되었습니다. 케이스 자체는 냉각을 위한 공기 순환을 보장하기 위해 약간의 수정을 거쳤습니다. 이렇게하려면 측면과 뒷면에 여러 개의 구멍을 뚫고 상단에 팬용 구멍을 자릅니다. 팬이 아래쪽으로 불고 과도한 공기가 구멍을 통해 빠져 나옵니다. 팬을 반대 방향으로 배치하면 케이스에서 공기를 빨아들일 수 있습니다. 실제로 팬 냉각이 거의 필요하지 않으며 부하가 심한 경우에도 회로 요소가 크게 뜨거워지지 않습니다.

전면 패널도 준비되어 있습니다. 전압 및 전류 표시기는 7세그먼트 표시기를 사용하며, 이러한 표시기의 광필터로는 정전기에 민감하다고 표시된 무선소자가 포장된 것과 유사하게 금속화된 정전기 방지 필름이 사용됩니다. 유리창에 붙이는 반투명 필름이나 자동차용 선팅 필름을 사용해도 됩니다. 전면 패널과 후면 패널의 요소 세트를 취향에 맞게 배열할 수 있습니다. 제 경우에는 뒷면에 콘센트, 퓨즈 실, 스위치 연결용 커넥터가 있습니다. 전면에는 전류 및 전압 표시기, 전류 안정화(빨간색) 및 전압 안정화(녹색)를 나타내는 LED, 전류 및 전압 조정을 위한 가변 저항 손잡이, 출력 전압이 연결되는 퀵 릴리스 커넥터가 있습니다.

올바르게 조립된 경우 전원 공급 장치는 제어 범위만 조정하면 됩니다.

전류 보호(전류 안정화)는 다음과 같이 작동합니다. 설정된 전류를 초과하면 전압 감소 신호가 TL494 칩으로 전송됩니다. 전압이 낮을수록 전류도 낮아집니다. 동시에 전면 패널의 빨간색 LED가 켜져 설정 전류가 초과되었거나 단락되었음을 나타냅니다. 정상 전압 조정 모드에서는 녹색 LED가 켜집니다.

스위칭 실험실 전원 공급 장치의 주요 특성은 주로 이 버전에서 사용되는 요소 기반에 따라 달라지며 특성은 다음과 같습니다.

입력 전압 - 220V AC
출력 전압 – 0~30V DC
출력 전류가 15A 이상(실제 테스트 값)
전압 조정 모드
전류 안정화 모드(단락 보호)
LED를 통한 두 모드 표시
작은 크기와 무게, 높은 출력
전류 및 전압 제한 조정

요약하자면, 실험실 전원 공급 장치의 품질이 상당히 높고 강력하다는 점을 알 수 있습니다. 이를 통해 이 버전의 전원 공급 장치를 사용하여 일부 회로를 테스트하고 자동차 배터리를 충전할 수도 있습니다. 또한 출력의 커패시턴스가 상당히 크기 때문에 단락을 허용하지 않는 것이 좋습니다. 커패시터의 방전으로 인해 회로(우리가 연결된 회로)가 손상될 가능성이 높기 때문입니다. 커패시턴스가 증가하면 출력 전압이 더 나빠지고 맥동이 증가합니다. 이는 펄스 장치의 특징으로, 아날로그 전원 공급 장치에서는 회로 설계상 일반적으로 출력 커패시턴스가 10μF를 초과하지 않습니다. 따라서 우리는 거의 0에서 수십 암페어 및 볼트까지 광범위한 부하에서 작동할 수 있는 범용 실험실 스위칭 전원 공급 장치를 얻습니다. 전원 공급 장치는 테스트 중에 밀리암페어를 소비하여 작은 회로에 전원을 공급할 때(단, 여기에서는 큰 출력 커패시턴스로 인해 단락 보호가 거의 도움이 되지 않음), 그리고 큰 출력 전력이 필요한 상황에서 사용할 때 모두 우수한 것으로 입증되었습니다. 전자 분야에서의 경험이 부족한 동안 필요했습니다.

저는 약 4년 전, 전자 분야에 막 첫발을 내딛기 시작했을 때 이 실험실 전원 공급 장치를 만들었습니다. 10암페어(자동차 배터리 충전)를 훨씬 초과하는 경우가 많았기 때문에 현재까지 단 한 번의 고장도 발생하지 않았습니다. 설명 중 제작 시간이 길어서 놓친 부분이 있을 수 있으니 궁금한 점이나 의견을 댓글로 달아주세요.

변압기 계산 소프트웨어:

나는 기사에 인쇄 회로 기판을 부착하고 있습니다 (전압계와 전류계는 여기에 포함되어 있지 않습니다. 절대적으로 사용할 수 있습니다).

방사성 원소 목록

지정	유형	명칭	수량	메모	내 메모장
IC1	PWM 컨트롤러	TL494	1		메모장으로
IC2	연산 증폭기	LM324	1		메모장으로
VR1	선형 레귤레이터	L7805AB	1		메모장으로
VR2	선형 레귤레이터	LM7905	1		메모장으로
T1, T2	바이폴라 트랜지스터	C945	2		메모장으로
T3, T4	바이폴라 트랜지스터	MJE13009	2		메모장으로
VDS2	다이오드 브리지	MB105	1		메모장으로
VDS1	다이오드 브리지	GBU1506	1		메모장으로
D3-D5, D8, D9	정류다이오드	1N4148	5		메모장으로
D6, D7	정류다이오드	FR107	2		메모장으로
D10, D11	정류다이오드	FR207	2		메모장으로
D12, D13	정류다이오드	FR104	2		메모장으로
D15	쇼트키 다이오드	F20C20	1		메모장으로
L1	조절판	100μH	1		메모장으로
L2	공통 모드 초크	29mH	1		메모장으로
L3, L4	조절판	10μH	2		메모장으로
L5	조절판	100μH	1	노란 반지에	메모장으로
L6	조절판	8μH	1		메모장으로
TR1	펄스 변압기	EE16	1		메모장으로
TR2	펄스 변압기	EE28 - EE33	1	ER35	메모장으로
TR3	변신 로봇	BV EI 382 1189	1		메모장으로
F1	퓨즈	5A	1		메모장으로
NTC1	서미스터	5.1옴	1		메모장으로
VDR1	배리스터	250V	1		메모장으로
R1, R9, R12, R14	저항기	2.2k옴	4		메모장으로
R2, R4, R5, R15, R16, R21	저항기	4.7k옴	6		메모장으로
R3	저항기	5.6k옴	1	필요한 빈도에 따라 선택	메모장으로
R6, R7	저항기	510k옴	2		메모장으로
R8	저항기	1MOhm	1		메모장으로
R13	저항기	1.5k옴	1		메모장으로
R17, R24	저항기	22k옴	2		메모장으로
R18	저항기	1kΩ	1		메모장으로
R19, R20	저항기	22옴	2		메모장으로
R22, R23	저항기	1.8kΩ	2		메모장으로
R27, R28	저항기	2.2옴	2		메모장으로
R29, R30	저항기	470k옴	2	1-2W	메모장으로
R31	저항기	100옴	1	1-2W	메모장으로
R32, R33	저항기	15옴	2		메모장으로
R34	저항기	1kΩ	1	1-2W	메모장으로
R10, R11	가변 저항기	10k옴	2	3~4개를 사용할 수 있어요	메모장으로
R25, R26	저항기	0.1옴	2	션트, 전력은 전원 공급 장치의 출력 전력에 따라 달라집니다.	메모장으로
C1, C8, C27, C28, C30, C31	콘덴서	0.1μF	7		메모장으로
C2, C9, C22, C25, C26, C34, C35	전해콘덴서	47μF	7		메모장으로
C3	콘덴서	1nF	1	영화

니콜라이 페트루쇼프

TL494, 이건 무슨 "짐승"인가?

TL494(Texas Instruments)는 아마도 가장 일반적인 PWM 컨트롤러일 것이며, 이를 기반으로 다양한 가전 제품의 대부분의 컴퓨터 전원 공급 장치와 전원 부품이 만들어졌습니다.
그리고 지금도 이 초소형 회로는 스위칭 전원 공급 장치를 만드는 무선 아마추어들 사이에서 꽤 인기가 있습니다. 이 마이크로 회로의 국내 아날로그는 M1114EU4 (KR1114EU4)입니다. 또한, 다양한 외국 회사들이 서로 다른 이름으로 이 초소형 회로를 생산하고 있습니다. 예를 들어 IR3M02(Sharp), KA7500(삼성), MB3759(Fujitsu)입니다. 모두 같은 칩입니다.
나이는 TL431보다 훨씬 젊습니다. 90년대 후반부터 2000년대 초반까지 Texas Instruments에서 생산되기 시작했습니다.
그녀가 무엇인지, 그리고 이것이 어떤 종류의 "짐승"인지 함께 알아 봅시다. TL494 칩(Texas Instruments)을 고려해 보겠습니다.

그럼 먼저 내부 내용을 살펴보겠습니다.

화합물.

여기에는 다음이 포함됩니다.
- 톱니형 전압 발생기(SPG);
- 데드타임 조정 비교기(DA1)
- PWM 조정 비교기(DA2)
- 주로 전압용으로 사용되는 오류 증폭기 1(DA3)
- 주로 전류 제한 신호에 사용되는 오류 증폭기 2(DA4)
- 외부 핀 14를 사용하여 5V에서 안정적인 기준 전압 소스(RV)
- 출력단의 작동을 위한 제어 회로.

그런 다음 물론 모든 구성 요소를 살펴보고 이 모든 것이 필요한 이유와 작동 방식을 파악하려고 노력할 것입니다. 하지만 먼저 작동 매개 변수(특성)를 제공해야 합니다.

옵션	최소	최대.	단위 변화
V CC 공급 전압	7	40	안에
V I 증폭기 입력 전압	-0,3	V CC - 2	안에
V O 콜렉터 전압		40	안에
콜렉터 전류(각 트랜지스터)		200	엄마
피드백 전류		0,3	엄마
f OSC 발진기 주파수	1	300	kHz
C T 발전기 용량	0,47	10000	nF
R T 발전기 저항 저항	1,8	500	k옴
T A 작동 온도 TL494C TL494I	0	70	℃
T A 작동 온도 TL494C TL494I	-40	85	℃

그 제한적 특성은 다음과 같습니다.

전원 전압................................................ .....41V

증폭기 입력 전압..........................................(Vcc+0.3)V

콜렉터 출력 전압...........................41V

콜렉터 출력 전류.................................................. ....250mA

연속 모드의 총 전력 손실....1W

미세회로 핀의 위치와 목적.

결론 1

이는 오류 증폭기 1의 비반전(양수) 입력입니다.
입력 전압이 핀 2의 전압보다 낮으면 이 증폭기의 출력에 오류가 없으며 전압이 없으며(출력 레벨이 낮음) 아무런 영향을 미치지 않습니다. 출력 펄스의 폭(듀티 팩터).
이 핀의 전압이 핀 2의 전압보다 높으면 이 증폭기 1의 출력에 전압이 나타나고(증폭기 1의 출력은 높은 레벨을 가짐) 출력 펄스의 폭(듀티 팩터)은 감소할수록 이 증폭기의 출력 전압은 높아집니다(최대 3.3V).

결론 2

이는 오류 신호 증폭기 1의 반전(음수) 입력입니다.
이 핀의 입력 전압이 핀 1의 입력 전압보다 높으면 증폭기 출력에 전압 오류가 없으며(출력이 낮음) 출력의 폭(듀티 팩터)에 영향을 미치지 않습니다. 펄스.
이 핀의 전압이 핀 1의 전압보다 낮으면 증폭기 출력이 높아집니다.

오차 증폭기는 DC 전압에서 = 70..95dB 정도의 이득을 갖는 일반 연산 증폭기입니다(주파수 350kHz에서 Ku = 1). 연산 증폭기 입력 전압 범위는 -0.3V부터 공급 전압 - 2V까지 확장됩니다. 즉, 최대 입력 전압은 공급 전압보다 최소 2V 낮아야 합니다.

결론 3

이는 다이오드(OR 회로)를 통해 이 핀에 연결된 오류 증폭기 1과 2의 출력입니다. 증폭기 출력의 전압이 로우에서 하이로 변경되면 핀 3에서도 전압이 높아집니다.
이 핀의 전압이 3.3V를 초과하면 마이크로 회로 출력의 펄스가 사라집니다(듀티 사이클 0).
이 핀의 전압이 0V에 가까우면 출력 펄스의 지속 시간(듀티 팩터)이 최대가 됩니다.

핀 3은 일반적으로 증폭기에 피드백을 제공하는 데 사용되지만 필요한 경우 핀 3을 입력으로 사용하여 펄스 폭을 변경할 수도 있습니다.
전압이 높으면(> ~ 3.5V) MS 출력에 펄스가 없습니다. 어떤 상황에서도 전원 공급 장치가 시작되지 않습니다.

결론 4

"데드" 시간(English Dead-Time Control)의 변화 범위를 제어하며 원칙적으로 동일한 듀티 사이클입니다.
전압이 0V에 가까우면 마이크로 회로의 출력은 가능한 최소 및 최대 폭 펄스를 모두 갖게 되며 이에 따라 다른 입력 신호(오류 증폭기, 핀 3)에 의해 설정될 수 있습니다.
이 핀의 전압이 약 1.5V인 경우 출력 펄스의 폭은 최대 폭의 약 50%가 됩니다.
이 핀의 전압이 3.3V를 초과하면 MS 출력에 펄스가 발생하지 않습니다. 어떤 상황에서도 전원 공급 장치가 시작되지 않습니다.
그러나 "데드" 시간이 증가하면 PWM 조정 범위가 감소한다는 점을 잊어서는 안됩니다.

핀 4의 전압을 변경하면 "불감" 시간(R-R 분배기)의 고정 폭을 설정하고, 전원 공급 장치(R-C 체인)에서 소프트 스타트 모드를 구현하고, MS(키)의 원격 종료를 제공할 수 있습니다. 이 핀을 선형 제어 입력으로 사용할 수도 있습니다.

(모르는 사람들을 위해) "죽은" 시간이 무엇이고 그것이 무엇을 위해 필요한지 살펴보겠습니다.
푸시 풀 전원 공급 장치 회로가 작동하면 펄스가 미세 회로의 출력에서 출력 트랜지스터의베이스 (게이트)로 교대로 공급됩니다. 모든 트랜지스터는 관성소자이기 때문에 출력 트랜지스터의 베이스(게이트)에서 신호가 제거(공급)될 때 즉시 닫힐(오픈) 수 없습니다. 그리고 펄스가 "데드" 시간 없이 출력 트랜지스터에 적용되면(즉, 펄스가 하나에서 제거되고 즉시 두 번째에 적용됨) 한 트랜지스터가 닫힐 시간이 없지만 두 번째 트랜지스터가 닫히는 순간이 올 수 있습니다. 이미 열렸습니다. 그런 다음 모든 전류(전류를 통해 호출됨)는 부하(변압기 권선)를 우회하여 두 개방형 트랜지스터를 통해 흐르며 어떤 것에 의해 제한되지 않으므로 출력 트랜지스터가 즉시 작동하지 않습니다.
이러한 일이 발생하지 않도록 하려면 한 펄스가 끝난 후 다음 펄스가 시작되기 전에 제어 신호가 제거된 입력에서 출력 트랜지스터를 안정적으로 닫는 데 충분한 특정 시간이 경과해야 합니다.
이 시간을 "죽은" 시간이라고 합니다.

예, 미세 회로 구성이 포함된 그림을 보면 핀 4가 0.1-0.12V의 전압 소스를 통해 데드 타임 조정 비교기(DA1)의 입력에 연결되어 있음을 알 수 있습니다. 이는 무엇을 위한 것입니까?
이는 출력 펄스의 최대 폭(듀티 팩터)이 100%가 되지 않도록 정확하게 수행되어 출력(출력) 트랜지스터의 안전한 작동을 보장합니다.
즉, 핀 4를 공통 와이어에 "연결"하면 비교기 DA1의 입력에는 여전히 0 전압이 없지만 이 값(0.1-0.12V)의 전압과 펄스가 있습니다. 톱니파 전압 발생기(RPG)의 전류는 핀 5의 진폭이 이 전압을 초과하는 경우에만 마이크로 회로의 출력에 나타납니다. 즉, 마이크로 회로는 출력 펄스의 듀티 사이클에 대한 고정된 최대 임계값을 가지며, 이는 출력 단계의 단일 사이클 작동 모드의 경우 95-96%를 초과하지 않고 푸시풀의 경우 47.5-48%를 초과하지 않습니다. 출력 단계의 작동 모드.

결론 5

이것은 GPG 출력입니다. 타이밍 커패시터 Ct를 연결하기 위한 것이며, 두 번째 끝은 공통 와이어에 연결됩니다. 커패시턴스는 일반적으로 PWM 컨트롤러의 GPG 펄스 출력 주파수에 따라 0.01μF ~ 0.1μF 범위에서 선택됩니다. 일반적으로 여기에는 고품질 커패시터가 사용됩니다.
GPG의 출력 주파수는 이 핀에서 제어될 수 있습니다. 발전기 출력 전압 스윙(출력 펄스의 진폭)은 약 3V입니다.

결론 6

이것은 또한 시간 설정 저항 Rt에 연결하기 위한 GPN 출력이며, 두 번째 끝은 공통 와이어에 연결됩니다.
Rt와 Ct의 값은 가스 펌프의 출력 주파수를 결정하며 단일 사이클 작동 모드의 공식을 사용하여 계산됩니다.

푸시-풀 작동 모드의 경우 공식은 다음과 같습니다.

다른 회사의 PWM 컨트롤러의 경우 숫자 1을 1.1로 변경해야 한다는 점을 제외하면 동일한 공식을 사용하여 주파수를 계산합니다.

결론 7

이는 PWM 컨트롤러에 있는 장치 회로의 공통 와이어에 연결됩니다.

결론 8

마이크로 회로에는 출력 스위치인 두 개의 출력 트랜지스터가 있는 출력 스테이지가 포함되어 있습니다. 이러한 트랜지스터의 컬렉터 및 이미터 단자는 자유로우므로 필요에 따라 이러한 트랜지스터를 회로에 포함시켜 공통 이미터 및 공통 컬렉터와 함께 작동할 수 있습니다.
핀 13의 전압에 따라 이 출력단은 푸시풀 또는 단일 사이클 모드로 작동할 수 있습니다. 단일 종단 작동 모드에서는 이러한 트랜지스터를 병렬로 연결하여 부하 전류를 높일 수 있는데, 이는 일반적으로 수행됩니다.
따라서 핀 8은 트랜지스터 1의 컬렉터 핀입니다.

결론 9

이것은 트랜지스터 1의 이미터 핀입니다.

결론 10

이것은 트랜지스터 2의 이미터 핀입니다.

결론 11

이것은 트랜지스터 2의 컬렉터입니다.

결론 12

TL494CN 전원 공급 장치의 "플러스"가 이 핀에 연결됩니다.

결론 13

출력단의 동작 모드를 선택하기 위한 출력입니다. 이 핀이 공통 와이어에 연결되면 출력 단계는 단일 종단 모드에서 작동합니다. 트랜지스터 스위치 단자의 출력 신호는 동일합니다.
이 핀에 +5V의 전압을 적용하면(핀 13과 14 연결) 출력 스위치가 푸시풀 모드에서 작동합니다. 트랜지스터 스위치 단자의 출력 신호는 위상이 다르고 출력 펄스의 주파수는 절반으로 줄어듭니다.

결론 14

이는 stable의 출력입니다. 그리고물을 빼다 에 대한포르노 N전압(ION), 출력 전압 +5V 및 최대 10mA의 출력 전류를 제공하며 오류 증폭기 비교 및 기타 목적을 위한 기준으로 사용할 수 있습니다.

결론 15

이는 핀 2와 정확히 동일하게 작동합니다. 두 번째 오류 증폭기를 사용하지 않는 경우 핀 15는 핀 14(기준 전압 +5V)에 연결됩니다.

결론 16

핀 1과 동일한 방식으로 작동합니다. 두 번째 오류 증폭기를 사용하지 않는 경우 일반적으로 공통 와이어(핀 7)에 연결됩니다.
핀 15가 +5V에 연결되고 핀 16이 접지에 연결된 경우 두 번째 증폭기의 출력 전압이 없으므로 칩 작동에 영향을 미치지 않습니다.

마이크로 회로의 작동 원리.

그렇다면 TL494 PWM 컨트롤러는 어떻게 작동합니까?
위에서 우리는 이 마이크로 회로의 핀의 목적과 그것이 수행하는 기능을 자세히 조사했습니다.
이 모든 것을 주의 깊게 분석하면 이 마이크로 회로가 어떻게 작동하는지 분명해집니다. 그러나 다시 한 번 작동 원리를 매우 간략하게 설명하겠습니다.

마이크로 회로가 일반적으로 켜지고 전원이 공급되면(핀 7에 마이너스, 핀 12에 플러스) GPG는 약 3V의 진폭을 갖는 톱니파 펄스를 생성하기 시작하며 그 주파수는 C 및 R에 따라 달라집니다. 마이크로 회로의 핀 5와 6에 연결됩니다.
제어 신호(핀 3 및 4)의 값이 3V 미만인 경우 마이크로 회로의 출력 스위치에 직사각형 펄스가 나타나고 그 폭(듀티 팩터)은 핀의 제어 신호 값에 따라 달라집니다. 3과 4.
즉, 마이크로 회로는 커패시터 Ct(C1)의 양의 톱니파 전압을 두 제어 신호 중 하나와 비교합니다.
출력 트랜지스터 VT1 및 VT2를 제어하는 논리 회로는 톱니파 펄스의 전압이 제어 신호보다 높은 경우에만 열립니다. 그리고 이 차이가 클수록 출력 펄스가 넓어집니다(듀티 사이클이 커짐).
핀 3의 제어 전압은 차례로 전원 공급 장치의 출력 전압과 출력 전류를 제어할 수 있는 연산 증폭기(오차 증폭기) 입력의 신호에 따라 달라집니다.

따라서 제어 신호 값의 증가 또는 감소는 마이크로 회로의 출력에서 전압 펄스 폭의 선형 감소 또는 증가를 유발합니다.
위에서 언급한 것처럼 핀 4(데드 타임 제어)의 전압, 오류 증폭기의 입력 또는 핀 3에서 직접 입력된 피드백 신호를 제어 신호로 사용할 수 있습니다.

이론은 이론일 뿐이지만 실제로 이 모든 것을 보고 "만져보는" 것이 훨씬 더 나을 것입니다. 따라서 다음 회로를 브레드보드에 조립하고 모든 것이 어떻게 작동하는지 직접 눈으로 살펴보겠습니다.

가장 쉽고 빠른 방법은 브레드보드에 모두 조립하는 것입니다. 네, KA7500 칩을 설치했습니다. 마이크로 회로의 핀 "13"은 공통 와이어에 연결됩니다. 즉, 출력 스위치는 단일 사이클 모드에서 작동하고(트랜지스터의 신호는 동일함) 출력 펄스의 반복 주파수는 GPG의 톱니파 전압의 주파수.

오실로스코프를 다음 제어점에 연결했습니다.
- 핀 "4"의 첫 번째 빔은 이 핀의 정전압을 제어합니다. 제로 라인의 화면 중앙에 위치합니다. 감도 - 구간당 1V;
- 가스 펌프의 톱니파 전압을 제어하기 위해 핀 "5"에 대한 두 번째 빔입니다. 또한 오실로스코프 중앙의 제로 라인(두 빔이 결합됨)에 위치하며 감도가 동일합니다.
- 미세 회로 출력의 펄스를 제어하기 위해 핀 "9"에 대한 미세 회로 출력의 세 번째 빔입니다. 빔의 감도는 분할당 5V입니다(0.5V + 분할기 10). 오실로스코프 화면 하단에 있습니다.

마이크로 회로의 출력 스위치가 공통 컬렉터에 연결되어 있다는 것을 잊어 버렸습니다. 즉, 이미 터 팔로어 회로에 따릅니다. 왜 리피터인가? 트랜지스터 이미 터의 신호는 기본 신호를 정확하게 반복하므로 모든 것을 명확하게 볼 수 있습니다.
트랜지스터의 컬렉터에서 신호를 제거하면 베이스 신호에 비해 신호가 반전(거꾸로)됩니다.
우리는 마이크로 회로에 전원을 공급하고 터미널에 무엇이 있는지 확인합니다.

네 번째 다리에는 0이 있고(트리머 저항 슬라이더는 가장 낮은 위치에 있음) 첫 번째 빔은 화면 중앙의 0 선에 있습니다. 오류 증폭기도 작동하지 않습니다.
다섯 번째 레그에서는 진폭이 3V를 약간 넘는 GPN(두 번째 광선)의 톱니파 전압을 볼 수 있습니다.
마이크로 회로(핀 9)의 출력에는 약 15V의 진폭과 최대 폭(96%)을 갖는 직사각형 펄스가 표시됩니다. 화면 하단의 점은 정확히 고정된 듀티 사이클 임계값입니다. 더 쉽게 볼 수 있도록 오실로스코프의 스트레치를 켜 보겠습니다.

이제 더 잘 볼 수 있습니다. 이는 펄스 진폭이 0으로 떨어지고 출력 트랜지스터가 이 짧은 시간 동안 닫히는 시간입니다. 이 빔의 0 레벨은 화면 하단에 있습니다.
자, 핀 "4"에 전압을 추가하고 결과를 살펴보겠습니다.

핀 "4"에서 트리밍 저항을 사용하여 1V의 정전압을 설정했는데, 첫 번째 빔은 한 눈금만큼 상승했습니다(오실로스코프 화면의 직선). 우리는 무엇을 봅니까? 데드타임이 증가했습니다(듀티 사이클이 감소했습니다). 이는 화면 하단의 점선입니다. 즉, 출력 트랜지스터는 펄스 자체 지속 시간의 약 절반 동안 닫혀 있습니다.
마이크로 회로의 핀 "4"에 트리밍 저항을 사용하여 1V를 더 추가해 보겠습니다.

첫 번째 빔이 한 구간 더 상승하고 출력 펄스의 지속 시간이 더욱 짧아지고(전체 펄스 지속 시간의 1/3) 데드 타임(출력 트랜지스터의 닫힘 시간)이 증가한 것을 알 수 있습니다. 3분의 2까지. 즉, 마이크로 회로의 로직이 GPG 신호의 레벨과 제어 신호의 레벨을 비교하고 제어 신호보다 레벨이 높은 GPG 신호만 출력으로 전달한다는 것이 명확하게 보입니다.

더 명확하게 하기 위해 마이크로 회로의 출력 펄스 지속 시간(폭)은 제어 신호 레벨 위에 있는(오실로스코프의 직선 위에 있는) 톱니파 전압 출력 펄스의 지속 시간(폭)과 동일합니다. 화면).

더 나아가 마이크로 회로의 핀 "4"에 또 다른 볼트를 추가해 보겠습니다. 우리는 무엇을 봅니까? 마이크로 회로의 출력에는 직선 위로 튀어 나온 톱니파 전압의 피크와 폭이 거의 동일한 매우 짧은 펄스가 있습니다. 펄스가 더 잘 보이도록 오실로스코프의 스트레치를 켜겠습니다.

여기서는 출력 트랜지스터가 열리고 나머지 시간(화면의 아래쪽 라인)이 닫히는 짧은 펄스를 볼 수 있습니다.
자, 핀 "4"의 전압을 더욱 높여 보겠습니다. GPG의 톱니파 전압 레벨보다 높은 출력 전압을 설정하기 위해 트리밍 저항기를 사용합니다.

글쎄요, 출력이 완전히 "차분"하기 때문에 전원 공급 장치가 작동을 멈춥니다. 제어 핀 "4"에는 3.3V 이상의 일정한 전압 레벨이 있으므로 출력 펄스가 없습니다.
핀 "3"이나 오류 증폭기에 제어 신호를 적용하는 경우에도 똑같은 일이 발생합니다. 누구든지 관심이 있다면 직접 실험적으로 확인해 볼 수 있습니다. 또한 제어 신호가 모든 제어 핀에 동시에 있고 마이크로 회로를 제어하는 경우(우세) 진폭이 더 큰 제어 핀의 신호가 발생합니다.

글쎄, 공통 와이어에서 핀 "13"을 분리하고 핀 "14"에 연결해 보겠습니다. 즉, 출력 스위치의 작동 모드를 단일 사이클에서 푸시 풀로 전환합니다. 우리가 무엇을 할 수 있는지 봅시다.

트리머 저항을 사용하여 핀 "4"의 전압을 다시 0으로 만듭니다. 전원을 켜십시오. 우리는 무엇을 봅니까?
마이크로 회로의 출력에는 최대 지속 시간의 직사각형 펄스도 포함되어 있지만 반복 주파수는 톱니 펄스 주파수의 절반이 되었습니다.
동일한 펄스가 마이크로 회로(핀 10)의 두 번째 주요 트랜지스터에 발생하며, 유일한 차이점은 이 펄스에 대해 시간이 180도 이동한다는 것입니다.
최대 듀티 사이클 임계값(2%)도 있습니다. 이제는 보이지 않으므로 오실로스코프의 4번째 빔을 연결하고 두 출력 신호를 결합해야 합니다. 네 번째 조사가 준비되어 있지 않아서 수행하지 않았습니다. 원하는 사람은 이를 실제로 확인하기 위해 직접 확인해보세요.

이 모드에서 마이크로 회로는 단일 사이클 모드와 정확히 동일한 방식으로 작동합니다. 유일한 차이점은 여기서 출력 펄스의 최대 지속 시간이 총 펄스 지속 시간의 48%를 초과하지 않는다는 것입니다.
따라서 우리는 이 모드를 오랫동안 고려하지 않을 것이지만 핀 "4"의 전압이 2V일 때 어떤 종류의 펄스가 있는지 살펴보겠습니다.

트리머 저항으로 전압을 높입니다. 출력 펄스의 폭은 전체 펄스 지속 시간의 1/6으로 감소했습니다. 즉, 출력 스위치의 단일 사이클 작동 모드보다 정확히 2배(1/3배) 감소했습니다.
두 번째 트랜지스터(핀 10)의 출력에는 동일한 펄스가 있으며 시간이 180도만 이동됩니다.
글쎄, 원칙적으로 우리는 PWM 컨트롤러의 작동을 분석했습니다.

핀 "4"에도 있습니다. 앞서 언급했듯이 이 핀은 전원 공급 장치의 "소프트" 시작에 사용될 수 있습니다. 이것을 어떻게 정리하나요?
매우 간단합니다. 이렇게 하려면 RC 회로를 핀 "4"에 연결하십시오. 다음은 다이어그램의 일부 예입니다.

여기서 "소프트 스타트"는 어떻게 작동합니까? 다이어그램을 살펴 보겠습니다. 커패시터 C1은 저항 R5를 통해 ION(+5V)에 연결됩니다.
마이크로 회로(핀 12)에 전원이 공급되면 핀 14에 +5V가 나타납니다. 커패시터 C1이 충전되기 시작합니다. 커패시터의 충전 전류는 저항 R5를 통해 흐르며, 스위치를 켜는 순간 최대가 되며(커패시터는 방전됨) 핀 "4"에 공급되는 저항에서 5V의 전압 강하가 발생합니다. 우리가 이미 실험적으로 알아낸 바와 같이 이 전압은 펄스가 마이크로 회로의 출력으로 전달되는 것을 방지합니다.
커패시터가 충전됨에 따라 충전 전류가 감소하고 그에 따라 저항기의 전압 강하도 감소합니다. 핀 "4"의 전압도 감소하고 마이크로 회로의 출력에 펄스가 나타나기 시작하며 그 지속 시간은 (커패시터가 충전됨에 따라) 점차 증가합니다. 커패시터가 완전히 충전되면 충전 전류가 중지되고 핀 "4"의 전압이 0에 가까워지며 핀 "4"는 더 이상 출력 펄스 지속 시간에 영향을 미치지 않습니다. 전원 공급 장치가 작동 모드로 돌아갑니다.
당연히 전원 공급 장치의 시작 시간(작동 모드에 도달)은 저항과 커패시터의 크기에 따라 달라지며 이를 선택하면 이 시간을 조절할 수 있다고 짐작할 수 있습니다.

글쎄, 이것은 간단히 모든 이론과 실제이며 여기서는 특별히 복잡한 것은 없으며 이 PWM의 작업을 이해하고 이해한다면 다른 PWM의 작업을 이해하고 이해하는 것도 어렵지 않을 것입니다.

모두에게 행운이 있기를 바랍니다.

이 프로젝트는 제가 진행한 프로젝트 중 가장 긴 프로젝트 중 하나입니다. 한 사람이 파워 앰프용 전원 공급 장치를 주문했습니다.
이전에는 조립 경험이 있지만 이렇게 강력한 안정화된 펄스 발생기를 만들 기회가 없었습니다. IIP꽤 큰. 조립과정에서 문제가 많았습니다. 처음에는 이 계획이 인터넷에서, 더 정확하게는 웹 사이트에서 일정 간격으로 발견되는 경우가 많다고 말하고 싶습니다. 그러나.... 이 계획은 처음에는 이상적이지 않고 오류가 있으며 조립하면 작동하지 않을 가능성이 높습니다. 그것은 사이트의 계획에 정확히 따릅니다.

특히 발전기 연결도를 변경하고 데이터시트에서 다이어그램을 가져왔습니다. 제어 회로의 전원 공급 장치를 다시 구성하고 병렬 연결된 2W 저항 대신 별도의 15V 2A SMPS를 사용하여 많은 번거로움을 없앨 수 있었습니다.
편의에 맞게 일부 구성 요소를 교체하고 모든 것을 부분적으로 시작하여 각 노드를 개별적으로 구성했습니다.
전원 공급 장치 설계에 대한 몇 마디. 이것은 브리지 토폴로지를 기반으로 하는 강력한 스위칭 네트워크 전원 공급 장치이며 출력 전압 안정화, 단락 및 과부하 보호 기능을 갖추고 있으며 이러한 모든 기능을 조정할 수 있습니다.
내 경우의 전력은 2000와트이지만 키와 브리지를 교체하고 4000uF의 전해질로 채우면 회로는 최대 4000와트까지 쉽게 제거할 수 있습니다. 전해질의 경우 용량은 1W - 1μF 계산에 따라 선택됩니다.
다이오드 브리지 - 30암페어 1000볼트 - 기성품 조립, 자체 별도의 공기 흐름(냉각기) 있음
주 퓨즈 25-30A.
트랜지스터 - IRFP460, 게이트 커패시턴스가 가장 낮고 스위치 개방 채널의 저항이 가장 낮은 450-700V 전압의 트랜지스터를 선택하십시오. 내 경우에는 이 키가 유일한 옵션이었지만 브리지 회로에서는 주어진 전력을 제공할 수 있습니다. 이들은 공통 방열판에 설치되며 서로 격리되어야 합니다. 방열판에는 집중적인 냉각이 필요합니다.
소프트 스타트 모드 릴레이 - 12볼트 코일이 포함된 30Amp. 처음에 장치가 220V 네트워크에 연결되면 시작 전류가 너무 높아서 브리지 등을 태울 수 있으므로 이 등급의 전원 공급 장치에는 소프트 스타트 모드가 필요합니다. 제한 저항기(필자의 경우 3x22Ohm 5W 직렬 연결된 저항기 체인)를 통해 네트워크에 연결하면 전해질이 충전됩니다. 이들의 전압이 충분히 높으면 제어 회로 전원 공급 장치(15V 2A)가 활성화되어 릴레이가 닫히고 후자를 통해 주(전원) 전원이 회로에 공급됩니다.
변압기 - 제 경우에는 4링 45x28x8 2000NM에서 코어는 중요하지 않으며 이와 연결된 모든 것은 그룹 안정화의 출력 초크와 마찬가지로 특수 프로그램을 사용하여 계산해야 합니다.

내 장치에는 3개의 권선이 있으며 모두 양극 전압을 제공합니다. 첫 번째 (주 전원) 권선은 전류 20A의 +/-45V입니다. UMZCH의 주 출력 단계(전류 증폭기)에 전원을 공급하고 두 번째 +/-55V 1.5A는 UMZCH에 전원을 공급합니다. 증폭기의 diff 단계, 세 번째 +/- 15는 필터 장치에 전원을 공급합니다.

발전기가 내장되어 있습니다. TL494, 드라이버를 넘어 80kHz로 조정 IR2110키를 관리합니다.
변류기는 2000NM 20x12x6 링에 감겨 있으며 2차 권선은 0.3mm MGTF 와이어로 감겨 있으며 2x45 권선으로 구성됩니다.
출력 부분에서는 모든 것이 표준입니다. KD2997 다이오드 브리지는 전류 30A의 주 전원 권선용 정류기로 사용됩니다. 55V 권선용 브리지는 UF5408 다이오드이고 저전력 15V 권선용 브리지는 UF4007입니다. 최소 150-200볼트의 역전압을 갖는 일반 펄스 다이오드를 사용할 수 있지만 고속 또는 초고속 다이오드만 사용하십시오(다이오드의 전압 및 전류는 권선 매개변수에 따라 다름).
정류기 뒤의 커패시터 비용은 100V(마진 있음)이고 용량은 1000μF이지만 물론 증폭기 보드 자체에는 더 많은 것이 있습니다.

초기 회로 문제 해결.
표시된 다이어그램과 크게 다르지 않기 때문에 내 다이어그램을 제공하지 않겠습니다. 회로 15에서는 16번의 TL 핀을 풀고 핀 13/14에 납땜한다고만 말씀드리겠습니다. 다음으로 저항 R16/19/20/22 2W를 제거하고 16-18V 1-2A의 별도 전원 공급 장치로 제어 장치에 전원을 공급합니다.
저항 R29를 6.8-10kOhm으로 교체합니다. 회로에서 SA3/SA4 버튼을 제외합니다(어떤 경우에도 단락하지 마십시오! 붐이 발생합니다!). R8/R9를 교체합니다. 처음 연결하면 소진되므로 5와트 47-68Ω 저항기로 교체합니다. 지정된 전력으로 여러 개의 직렬 연결된 저항기를 사용할 수 있습니다.
R42 - 필요한 안정화 전압을 갖춘 제너 다이오드로 교체하십시오. 가장 정확한 설정을 위해 다회전형 회로의 모든 가변저항을 사용하는 것이 좋습니다.
전압 안정화의 최소 한계는 18-25볼트이며, 이 경우 생성이 실패합니다.

대부분의 최신 스위칭 전원 공급 장치는 펄스 PWM 컨트롤러인 TL494와 같은 칩으로 만들어집니다. 전원 부분은 트랜지스터와 같은 강력한 요소로 만들어집니다. TL494의 연결 회로는 간단하며 최소한의 추가 무선 구성 요소가 필요하며 데이터 시트에 자세히 설명되어 있습니다.

수정 옵션: TL494CN, TL494CD, TL494IN, TL494C, TL494CI.

다른 인기 IC에 대한 리뷰도 썼습니다.

1. 특징 및 기능성
2. 아날로그
3. TL494 전원 공급 장치의 일반적인 연결 다이어그램
4. 전원 공급 장치 다이어그램
5. ATX 전원 공급 장치를 실험실 전원 공급 장치로 전환
6.데이터시트
7. 전기적 특성 그래프
8. 마이크로회로 기능

특징 및 기능성

TL494 칩은 고정된 작동 주파수를 갖는 스위칭 전원 공급 장치용 PWM 컨트롤러로 설계되었습니다. 작동 주파수를 설정하려면 저항과 커패시터라는 두 개의 추가 외부 요소가 필요합니다. 마이크로 회로에는 5V 기준 전압 소스가 있으며 오류는 5%입니다.

제조업체가 지정한 적용 범위:

PFC가 포함된 90W AC-DC 이상의 용량을 갖춘 전원 공급 장치;
전자레인지;
12V에서 220V로 컨버터를 부스트합니다.
서버용 전원 공급 장치;
태양광 패널용 인버터;
전기 자전거 및 오토바이;
벅 컨버터;
연기 감지기;
데스크톱 컴퓨터.

아날로그

TL494 칩의 가장 유명한 유사품은 국내 KA7500B, Fairchild의 KR1114EU4, Sharp IR3M02, UA494, Fujitsu MB3759입니다. 연결 다이어그램은 유사하지만 핀아웃은 다를 수 있습니다.

새로운 TL594는 비교기 정확도가 향상된 TL494의 아날로그입니다. TL598은 출력에 리피터가 있는 TL594의 아날로그입니다.

TL494의 전원 공급 장치에 대한 일반적인 연결 다이어그램

TL494의 주요 스위칭 회로는 다양한 제조업체의 데이터시트에서 수집됩니다. 유사한 기능을 갖춘 유사한 장치를 개발하기 위한 기반이 될 수 있습니다.

전원 회로

TL494 스위칭 전원 공급 장치의 복잡한 회로는 고려하지 않겠습니다. 부품과 시간이 많이 필요하기 때문에 직접 만드는 것은 합리적이지 않습니다. 300-500 루블에 대해 중국에서 기성품 유사한 모듈을 구입하는 것이 더 쉽습니다.

부스트 전압 변환기를 조립할 때 출력 전력 트랜지스터 냉각에 특히 주의하십시오. 200W의 경우 출력 전류는 약 1A로 상대적으로 많지 않습니다. 작동 안정성 테스트는 최대 허용 하중을 사용하여 수행해야 합니다. 20w, 40w, 60w, 100w 전력의 220V 백열등에서 필요한 부하를 형성하는 것이 가장 좋습니다. 트랜지스터를 100도 이상 과열하지 마십시오. 고전압 작업 시 안전 예방 조치를 따르십시오. 일곱 번 시도하고 한 번 켜보세요.

TL494의 부스트 컨버터는 사실상 조정이 필요하지 않으며 반복성이 높습니다. 조립하기 전에 저항과 커패시터 값을 확인하십시오. 편차가 작을수록 인버터는 12~220V에서 더욱 안정적으로 작동합니다.

열전대를 사용하여 트랜지스터의 온도를 제어하는 것이 좋습니다. 라디에이터가 너무 작은 경우 새 라디에이터를 설치하지 않도록 팬을 설치하는 것이 더 쉽습니다.

저는 자동차의 서브우퍼 앰프용으로 TL494의 전원 공급 장치를 직접 손으로 만들어야 했습니다. 당시 12V ~ 220V 차량용 인버터는 판매되지 않았고 중국인에게는 Aliexpress가 없었습니다. 증폭기로서 ULF는 80W TDA 시리즈 마이크로 회로를 사용했습니다.

지난 5년 동안 전기 구동 기술에 대한 관심이 높아졌습니다. 이는 고효율의 현대식 휠 모터 인 전기 자전거의 대량 생산을 시작한 중국인에 의해 촉진되었습니다. 저는 2륜 호버보드와 1륜 호버보드가 가장 좋은 구현체라고 생각합니다. 2015년 중국 회사 Ninebot이 미국 세그웨이를 인수하고 50종의 세그웨이형 전기 스쿠터를 생산하기 시작했습니다.

강력한 저전압 모터를 제어하려면 좋은 제어 컨트롤러가 필요합니다.

ATX 전원 공급 장치를 실험실 전원 공급 장치로 전환

모든 아마추어 라디오에는 5V 및 12V를 생성하는 컴퓨터의 강력한 ATX 전원 공급 장치가 있습니다. 전력 범위는 200W에서 500W입니다. 제어 컨트롤러의 매개변수를 알면 ATX 소스의 매개변수를 변경할 수 있습니다. 예를 들어 전압을 12V에서 30V로 높이십시오. 널리 사용되는 두 가지 방법이 있는데 그 중 하나는 이탈리아 라디오 아마추어의 방법입니다.

가능한 한 간단하고 되감기 변압기가 필요하지 않은 이탈리아 방법을 고려해 보겠습니다. ATX 출력은 회로도에 따라 완전히 제거되고 수정됩니다. 수많은 라디오 아마추어들이 단순성 때문에 이 계획을 반복했습니다. 출력 전압은 1V~30V, 전류는 최대 10A입니다.

데이터 시트

이 칩은 너무 유명해서 여러 제조업체에서 생산합니다. 저는 Motorola, Texas Instruments 및 기타 잘 알려지지 않은 데이터시트에서 5개의 다른 데이터시트를 발견했습니다. 가장 완전한 데이터시트 TL494는 Motorola에서 제공한 것이며 제가 게시할 예정입니다.

모든 데이터시트는 각각 다운로드할 수 있습니다.

모토로라;
Texas Instruments - 최고의 데이터시트;
콘텍

이 기사는 인터넷에서 전자 형식으로 다운로드한 A. V. GOLOVKOV 및 V. B LYUBITSKY "POWER SUPPLY FOR SYSTEM MODULES OF THE IBM PC-XT/AT TYPE" 출판사 "LAD&N" Moscow 1995의 책을 기반으로 작성되었습니다.

제어 IC TL494

최신 UPS에서는 일반적으로 변환기의 전력 트랜지스터 스위칭을 위한 제어 전압을 생성하기 위해 특수 집적 회로(IC)가 사용됩니다.
PWM 모드에서 UPS의 정상적인 작동을 보장하는 이상적인 제어 IC는 다음 조건을 대부분 충족해야 합니다.
40V 이하의 작동 전압;
매우 안정적인 열적으로 안정된 기준 전압원의 존재;
톱니파 전압 발생기의 존재
프로그래밍 가능한 소프트 스타트를 외부 신호와 동기화하는 기능을 제공합니다.
높은 공통 모드 전압을 갖는 불일치 신호 증폭기의 존재;
PWM 비교기의 존재;
펄스 제어 트리거의 존재;
단락 보호 기능이 있는 2채널 사전 단자 캐스케이드 존재
이중 펄스 억제 로직의 존재;
출력 전압의 대칭성을 수정하는 수단의 가용성;
광범위한 공통 모드 전압에서 전류 제한이 존재하고 비상 모드에서 셧다운되는 각 기간의 전류 제한이 있습니다.
직접 전송을 통한 자동 제어 가용성;
공급 전압이 떨어지면 셧다운을 보장합니다.
서지 보호 제공;
TTL/CMOS 로직과의 호환성 보장;
원격으로 켜고 끄는 기능을 제공합니다.

그림 11. TL494 제어 칩 및 핀아웃

대부분의 경우 TEXAS INSTRUMENT(미국)에서 제조한 TL494CN 유형 마이크로 회로가 고려 중인 UPS 클래스의 제어 회로로 사용됩니다(그림 11). 위에 나열된 대부분의 기능을 구현하며 여러 외국 회사에서 다른 이름으로 생산합니다. 예를 들어, SHARP 회사(일본)는 IR3M02 마이크로 회로, FAIRCHILD 회사(미국) - UA494, SAMSUNG 회사(한국) - KA7500, FUJITSU 회사(일본) - MB3759 등을 생산합니다. 이 모든 미세 회로는 국내 KR1114EU4 미세 회로와 완전히 유사합니다. 이 제어 칩의 설계와 작동을 자세히 살펴보겠습니다. 이는 UPS의 전원 부분을 제어하도록 특별히 설계되었으며 다음을 포함합니다(그림 12).

그림 12. TL494 IC의 기능 다이어그램

램프 전압 발생기 DA6; GPG 주파수는 5번과 6번 핀에 연결된 저항과 커패시터의 값에 의해 결정되며, 고려 중인 전원 공급 장치 클래스에서는 약 60kHz로 선택됩니다.
외부 출력(핀 14)이 있는 안정화된 기준 전압 소스 DA5(Uref=+5,OB);
데드존 비교기 DA1;
PWM 비교기 DA2;
전압 오류 증폭기 DA3;
전류 제한 신호 DA4용 오류 증폭기;
오픈 컬렉터와 이미터를 갖춘 2개의 출력 트랜지스터 VT1 및 VT2;
2 - DD2에 의한 주파수 분할 모드의 동적 푸시-풀 D-트리거;
보조 논리 요소 DD1(2-OR), DD3(2ND), DD4(2ND), DD5(2-OR-NOT), DD6(2-OR-NOT), DD7(NOT);
0.1BDA7 등급의 정전압 소스;
공칭 값이 0.7mA DA8인 DC 소스.
제어 회로가 시작됩니다. 공급 전압이 핀 12에 적용되면 펄스 시퀀스가 핀 8과 11에 나타납니다. 그 레벨은 +7 ~ +40V 범위입니다. TL494 IC에 포함된 전체 기능 장치 세트는 나눌 수 있습니다 디지털과 아날로그 부분(디지털 및 아날로그 신호 경로)으로 나뉩니다. 아날로그 부분에는 오류 증폭기 DA3, DA4, 비교기 DA1, DA2, 톱니파 전압 발생기 DA6 및 보조 소스 DA5, DA7, DA8이 포함됩니다. 출력 트랜지스터를 포함한 다른 모든 요소는 디지털 부분(디지털 경로)을 형성합니다.

그림 13. 공칭 모드에서 TL494 IC 작동: U3, U4, U5 - 핀 3, 4, 5의 전압.

먼저 디지털 경로의 작동을 고려해 보겠습니다. 마이크로 회로의 작동을 설명하는 타이밍 다이어그램이 그림 1에 나와 있습니다. 13. 타이밍 다이어그램에서 마이크로 회로의 출력 제어 펄스가 나타나는 순간과 지속 시간(그림 12 및 13)은 논리 요소 DD1의 출력 상태(그림 5)에 의해 결정된다는 것이 분명합니다. ). 나머지 "로직"은 DD1의 출력 펄스를 두 채널로 나누는 보조 기능만 수행합니다. 이 경우 마이크로 회로의 출력 펄스 지속 시간은 출력 트랜지스터 VT1, VT2의 개방 상태 지속 시간에 따라 결정됩니다. 이 두 트랜지스터 모두 오픈 콜렉터와 이미터를 갖고 있으므로 두 가지 방법으로 연결할 수 있습니다. 공통 이미 터가있는 회로에 따라 스위치를 켜면 출력 펄스는 트랜지스터의 외부 콜렉터 부하 (마이크로 회로의 핀 8 및 11)에서 제거되고 펄스 자체는 포지티브 레벨 (선행)에서 아래쪽으로 향합니다. 펄스의 에지는 음수입니다). 이 경우 트랜지스터의 이미 터 (마이크로 회로의 핀 9 및 10)는 일반적으로 접지됩니다. 공통 컬렉터가 있는 회로에 따라 스위치를 켜면 외부 부하가 트랜지스터의 이미터에 연결되고 이 경우 서지에 의해 전달되는 출력 펄스(펄스의 앞쪽 가장자리는 양수임)가 트랜지스터의 이미터에서 제거됩니다. 트랜지스터 VT1, VT2. 이 트랜지스터의 컬렉터는 제어 칩(Upom)의 전원 버스에 연결됩니다.
TL494 마이크로 회로의 디지털 부분의 일부인 나머지 기능 장치의 출력 펄스는 마이크로 회로의 회로도에 관계없이 위쪽으로 향합니다.
DD2 트리거는 푸시풀 동적 D 플립플롭입니다. 작동 원리는 다음과 같습니다. 요소 DD1의 출력 펄스의 상승(양성) 에지에서 플립플롭 DD2의 입력 D 상태가 내부 레지스터에 기록됩니다. 물리적으로 이는 DD2에 포함된 두 개의 플립플롭 중 첫 번째가 전환된다는 의미입니다. 요소 DD1 출력의 펄스가 끝나면 DD2 내의 두 번째 플립플롭이 이 펄스의 하강(음수) 에지를 따라 전환되고 DD2 출력의 상태가 변경됩니다(입력 D에서 읽은 정보가 출력 Q에 나타남). . 이는 한 기간 동안 각 트랜지스터 VT1, VT2의 베이스에 잠금 해제 펄스가 두 번 나타날 가능성을 제거합니다. 실제로 트리거 DD2의 입력 C에서 펄스 레벨이 변경되지 않는 한 출력 상태는 변경되지 않습니다. 따라서 펄스는 채널 중 하나, 예를 들어 상위 채널 (DD3, DD5, VT1)을 통해 미세 회로의 출력으로 전송됩니다. 입력 C의 펄스가 끝나면 DD2 스위치를 트리거하고 상위 채널을 잠그고 하위 채널(DD4, DD6, VT2)을 잠금 해제합니다. 따라서 입력 C와 입력 DD5, DD6에 도달하는 다음 펄스는 하위 채널을 통해 마이크로 회로의 출력으로 전송됩니다. 따라서 네거티브 에지를 갖는 요소 DD1의 각 출력 펄스는 스위치가 DD2를 트리거하여 다음 펄스의 통과 채널을 변경합니다. 따라서 제어 마이크로 회로에 대한 참고 자료는 마이크로 회로의 아키텍처가 이중 펄스 억제를 제공한다는 것을 나타냅니다. 기간당 동일한 트랜지스터를 기반으로 두 개의 잠금 해제 펄스가 나타나는 것을 제거합니다.
마이크로 회로의 디지털 경로 작동 기간을 자세히 살펴 보겠습니다.
상위(VT1) 또는 하위(VT2) 채널의 출력 트랜지스터를 기반으로 한 잠금 해제 펄스의 모양은 요소 DD5, DD6("2OR-NOT")의 작동 논리 및 요소 DD3의 상태에 따라 결정됩니다. DD4("2AND")는 트리거 DD2의 상태에 따라 결정됩니다.
알려진 바와 같이 2-OR-NOT 요소의 작동 논리는 낮은 전압 레벨(논리 0)이 있는 경우에만 해당 요소의 출력에 높은 레벨 전압(논리 1)이 나타나는 것입니다. 두 입력 모두. 입력 신호의 다른 가능한 조합의 경우 요소 2 OR-NOT의 출력은 낮은 전압 레벨(논리 0)을 갖습니다. 따라서 트리거 DD2의 출력 Q에 논리 1(그림 13의 다이어그램 5의 순간 ti)이 있고 출력 /Q에 논리 0이 있으면 요소 DD3(2I)의 두 입력 모두에 ) 논리 1이 있으므로 논리 1은 출력 DD3에 나타나므로 상위 채널의 요소 DD5(2OR-NOT) 입력 중 하나에 나타납니다. 따라서 요소 DD1의 출력에서 이 요소의 두 번째 입력에 도달하는 신호 레벨에 관계없이 출력 DD5의 상태는 논리 O가 되고 트랜지스터 VT1은 닫힌 상태로 유지됩니다. 요소 DD4의 출력 상태는 논리 0이 됩니다. 논리 0은 DD4의 입력 중 하나에 존재하며 플립플롭 DD2의 /Q 출력에서 나옵니다. 요소 DD4 출력의 논리 0은 요소 DD6의 입력 중 하나에 공급되어 펄스가 하위 채널을 통과할 수 있게 합니다. 이 양의 극성(논리 1) 펄스는 DD6의 출력에 나타나므로 요소 DD1의 출력 펄스 사이의 일시 중지 동안(즉, DD1의 출력에 논리 0이 있는 시간 동안) VT2의 베이스에 나타납니다. - 다이어그램 5의 간격 trt2, 그림 13 ). 따라서 트랜지스터 VT2가 열리고 컬렉터에 펄스가 나타나 포지티브 레벨에서 아래쪽으로 방출됩니다 (공통 이미 터가있는 회로에 따라 연결된 경우).
요소 DD1의 다음 출력 펄스의 시작 (그림 13의 다이어그램 5의 순간 t2)은 출력에서 요소 DD6을 제외하고 마이크로 회로의 디지털 경로 요소의 상태를 변경하지 않습니다. 논리 0이 나타나므로 트랜지스터 VT2가 닫힙니다. 출력 펄스 DD1(순간 ta)이 완료되면 트리거 DD2의 출력 상태가 반대 방향으로 변경됩니다(논리 0 - 출력 Q에서, 논리 1 - 출력 /Q에서). 따라서 요소 DD3, DD4의 출력 상태가 변경됩니다(DD3의 출력 - 논리 0, DD4의 출력 - 논리 1). 요소 DD1의 출력에서 순간!3에 시작된 일시 중지로 인해 상위 채널의 트랜지스터 VT1을 열 수 있습니다. 요소 DD3의 출력에서 논리 0은 이 가능성을 "확인"하여 트랜지스터 VT1을 기반으로 한 잠금 해제 펄스의 실제 모습으로 바꿉니다. 이 충동은 U 순간까지 지속되며 그 이후에는 VT1이 닫히고 프로세스가 반복됩니다.
따라서 마이크로 회로의 디지털 경로 작동에 대한 주요 아이디어는 핀 8과 11 (또는 핀 9와 10)의 출력 펄스 지속 시간이 DD1 요소의 출력 펄스. 요소 DD3, DD4는 동일한 요소 DD1에 의해 제어되는 트리거 DD2의 출력 Q 및 /Q에서 모양이 교대로 나타나는 저레벨 신호를 사용하여 펄스 통과를 위한 채널을 결정합니다. 요소 DD5, DD6은 낮은 수준의 정합 회로입니다.
초소형 회로의 기능에 대한 설명을 완료하려면 한 가지 더 중요한 기능에 주목해야 합니다. 그림의 기능 다이어그램에서 볼 수 있듯이 요소 DD3, DD4의 입력이 결합되어 마이크로 회로의 핀 13으로 출력됩니다. 따라서 논리 1이 핀 13에 적용되면 요소 DD3, DD4는 트리거 DD2의 출력 Q 및 /Q 정보 중계기로 작동합니다. 이 경우 요소 DD5, DD6 및 트랜지스터 VT1, VT2는 반주기의 위상 변이로 전환되어 푸시 풀 하프 브리지 회로에 따라 구축된 UPS의 전원 부분의 작동을 보장합니다. 논리 0이 핀 13에 적용되면 요소 DD3, DD4가 차단됩니다. 이러한 요소의 출력 상태는 변경되지 않습니다(상수 논리 0). 따라서 요소 DD1의 출력 펄스는 동일한 방식으로 요소 DD5, DD6에 영향을 미칩니다. 요소 DD5, DD6 및 출력 트랜지스터 VT1, VT2는 위상 편이 없이 (동시에) 전환됩니다. 이 제어 마이크로 회로 작동 모드는 UPS의 전원 부분이 단일 사이클 회로에 따라 만들어진 경우에 사용됩니다. 이 경우 전력을 증가시키기 위해 마이크로 회로의 두 출력 트랜지스터의 컬렉터와 이미 터가 결합됩니다.
출력 전압은 푸시풀 회로에서 "하드" 논리 장치로 사용됩니다.
칩 Uref의 내부 소스(칩의 핀 13은 핀 14와 결합됨)
이제 마이크로 회로의 아날로그 회로 작동을 살펴 보겠습니다.
DD1 출력의 상태는 DD1 입력 중 하나에 공급되는 PWM 비교기 DA2(그림 4)의 출력 신호에 의해 결정됩니다. DD1의 두 번째 입력에 공급되는 비교기 DA1(그림 2)의 출력 신호는 정상 작동 시 DD1 출력 상태에 영향을 미치지 않으며, 이는 PWM 비교기 DA2의 더 넓은 출력 펄스에 의해 결정됩니다.
또한 그림 13의 다이어그램에서 PWM 비교기(그림 3)의 비반전 입력에서 전압 레벨이 변경되면 마이크로 회로(그림 12, 13)의 출력 펄스 폭이 비례하여 변경됩니다. 정상 작동에서 PWM 비교기 DA2의 비반전 입력 전압 레벨은 오류 증폭기 DA3의 출력 전압(DA4 증폭기의 출력 전압을 초과하므로)에 의해서만 결정되며, 이는 오류 증폭기의 레벨에 따라 달라집니다. 비반전 입력(마이크로 회로의 핀 1)에서 피드백 신호. 따라서 피드백 신호가 마이크로 회로의 핀 1에 적용되면 출력 제어 펄스의 폭은 이 피드백 신호의 레벨 변화에 비례하여 변경되고, 이는 다시 레벨 변화에 비례하여 변경됩니다. UPS 출력 전압의 거기에서 피드백이 나옵니다.
출력 트랜지스터 VT1과 VT2가 모두 닫힐 때 마이크로 회로의 핀 8과 11의 출력 펄스 사이의 시간 간격을 "데드 존"이라고합니다.
비교기 DA1은 "데드존" 비교기라고 불립니다. 가능한 최소 기간을 결정합니다. 이에 대해 더 자세히 설명하겠습니다.
그림 13의 타이밍 다이어그램에서 어떤 이유로 PWM 비교기 DA2의 출력 펄스 폭이 감소하면 이러한 펄스의 특정 폭에서 시작하여 비교기 DA1의 출력 펄스가 폭보다 넓어집니다. PWM 비교기 DA2의 출력 펄스는 논리 요소 DD1의 출력 상태를 결정하기 시작합니다. 마이크로 회로의 출력 펄스 폭. 즉, 비교기 DA1은 마이크로 회로의 출력 펄스 폭을 특정 최대 레벨로 제한합니다. 제한 수준은 정상 상태에서 비교기 DA1(마이크로 회로의 핀 4)의 비반전 입력 전위에 의해 결정됩니다. 그러나 반면에 핀 4의 전위는 마이크로 회로의 출력 펄스 폭 조정 범위를 결정합니다. 핀 4의 전위가 증가함에 따라 이 범위는 좁아집니다. 핀 4의 전위가 0일 때 가장 넓은 조정 범위를 얻을 수 있습니다.
그러나 이 경우 "불감대"의 너비가 0이 될 수 있다는 사실과 관련된 위험이 있습니다(예: UPS에서 소비되는 전류가 크게 증가하는 경우). 이는 마이크로 회로의 핀 8과 11의 제어 펄스가 서로 직접적으로 뒤따른다는 것을 의미합니다. 따라서 "랙 고장"이라는 상황이 발생할 수 있습니다. 이는 즉시 열리고 닫힐 수 없는 인버터 전력 트랜지스터의 관성으로 설명됩니다. 따라서 이전에 열린 트랜지스터의 베이스에 잠금 신호를 적용하고 닫힌 트랜지스터의 베이스에 잠금 해제 신호를 동시에 적용하면(즉, "데드존"이 0인 경우) 하나의 트랜지스터가 아직 닫히지 않았고 다른 하나는 이미 열려 있습니다. 그런 다음 두 트랜지스터를 통한 관통 전류 흐름으로 구성된 하프 브리지의 트랜지스터 스탠드를 따라 항복이 발생합니다. 이 전류는 그림 1의 다이어그램에서 볼 수 있듯이 5는 전력 변압기의 1차 권선을 우회하며 실질적으로 무제한입니다. 이 경우 현재 보호 기능이 작동하지 않습니다. 전류는 전류 센서를 통해 흐르지 않습니다(다이어그램에는 표시되지 않음. 사용된 전류 센서의 설계 및 작동 원리는 다음 섹션에서 자세히 설명함). 이는 이 센서가 제어 회로에 신호를 출력할 수 없음을 의미합니다. 따라서 통과 전류는 매우 짧은 시간에 매우 큰 값에 도달합니다. 이로 인해 두 전력 트랜지스터 모두에서 방출되는 전력이 급격히 증가하고 거의 순간적인 오류(일반적으로 고장)가 발생합니다. 또한, 전력 정류기 브리지의 다이오드는 통과 전류의 돌입으로 인해 손상될 수 있습니다. 이 프로세스는 관성으로 인해 회로 요소를 보호할 시간이 없지만 기본 네트워크를 과부하로부터 보호하는 네트워크 퓨즈가 끊어지는 것으로 끝납니다.
따라서 제어 전압; 전력 트랜지스터의 베이스에 공급되는 트랜지스터 중 첫 번째 트랜지스터가 확실하게 닫히고 다른 트랜지스터는 열리는 방식으로 구성되어야 합니다. 즉, 전력 트랜지스터의 베이스에 공급되는 제어 펄스 사이에는 0이 아닌 시간 이동("데드 존")이 있어야 합니다. "데드 존"의 최소 허용 지속 시간은 전원 스위치로 사용되는 트랜지스터의 관성에 의해 결정됩니다.
마이크로 회로의 아키텍처를 사용하면 마이크로 회로의 핀 4의 전위를 사용하여 "데드 존"의 최소 지속 시간을 조정할 수 있습니다. 이 전위는 Uref 마이크로 회로의 내부 기준 소스의 출력 전압 버스에 연결된 외부 분배기를 사용하여 설정됩니다.
일부 UPS 버전에는 이러한 구분선이 없습니다. 이는 소프트 스타트 프로세스가 완료된 후(아래 참조) 마이크로 회로의 핀 4의 전위가 0이 됨을 의미합니다. 이 경우 "데드 존"의 가능한 최소 지속 시간은 여전히 0이 되지 않습니다. 그러나 양극이있는 비교기 DA1의 비 반전 입력과 음극이있는 미세 회로의 핀 4에 연결된 내부 전압 소스 DA7 (0, 1B)에 의해 결정됩니다. 따라서 이 소스를 포함함으로써 비교기 DA1의 출력 펄스 폭, 즉 "데드 존"의 폭은 어떠한 경우에도 0과 같을 수 없습니다. 이는 "랙을 따른 고장"을 의미합니다. 근본적으로 불가능할 것입니다. 즉, 마이크로 회로의 아키텍처에는 출력 펄스의 최대 지속 시간("데드 존"의 최소 지속 시간)에 대한 제한이 포함됩니다. 마이크로 회로의 핀 4에 연결된 분배기가 있는 경우 소프트 스타트 후 이 핀의 전위는 0과 같지 않으므로 비교기 DA1의 출력 펄스 폭은 내부 소스 DA7에 의해서만 결정되는 것이 아니라 또한 핀 4의 잔류(소프트 스타트 프로세스 완료 후) 전위에 의해서도 발생합니다. 그러나 동시에 위에서 언급한 바와 같이 PWM 비교기 DA2의 폭 조정의 동적 범위가 좁아집니다.

시작 다이어그램

시작 회로는 IVP를 공급 네트워크로 켠 후 제어 마이크로 회로를 시작하기 위해 제어 마이크로 회로에 전원을 공급하는 데 사용할 수 있는 전압을 얻도록 설계되었습니다. 따라서 시동은 먼저 제어 마이크로 회로의 시동을 의미하며, 그렇지 않으면 전원 섹션과 전체 UPS 회로 전체의 정상적인 작동이 불가능합니다.
시동 회로는 두 가지 방법으로 구성할 수 있습니다.
자기 흥분으로;
강제 자극으로.
예를 들어 GT-150W UPS에는 자려 회로가 사용됩니다(그림 14). 정류된 네트워크 전압 Uep는 두 전원 키 트랜지스터 Q1, Q2의 베이스가 되는 저항 분배기 R5, R3, R6, R4에 공급됩니다. 따라서 트랜지스터를 통해 커패시터 C5, C6 (Uep)의 총 전압의 영향으로 기본 전류가 회로 (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6을 통해 흐르기 시작합니다. -e Q2 - 1차측의 "공통 와이어" - (-)C6.
두 트랜지스터 모두 이 전류에 의해 약간 열립니다. 결과적으로 서로 반대 방향의 전류가 회로를 따라 두 트랜지스터의 컬렉터-이미터 섹션을 통해 흐르기 시작합니다.
Q1을 통해: (+)C5 - +310 V 버스 - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
Q2를 통해: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - 1차측의 "공통 와이어" - (-)C6.

그림 14. GT-150W UPS의 자려 시동 다이어그램.

반대 방향으로 추가(시작) 턴 5-6 T1을 통해 흐르는 두 전류가 동일하면 결과 전류는 0이 되고 회로는 시작할 수 없습니다.
그러나 트랜지스터 Q1, Q2의 전류 증폭 요소의 기술적 확산으로 인해 이러한 전류 중 하나가 항상 다른 것보다 큽니다. 트랜지스터는 다양한 각도로 약간 열려 있습니다. 따라서 턴 5-6 T1을 통한 결과 전류는 0과 같지 않으며 한 방향 또는 다른 방향을 갖습니다. 트랜지스터 Q1(즉, Q1이 Q2보다 더 개방되어 있음)을 통과하는 주요 전류가 전류가 T1의 핀 5에서 핀 6 방향으로 흐른다고 가정해 보겠습니다. 추가 추론은 이 가정을 기반으로 합니다.
그러나 공평하게 말하면 트랜지스터 Q2를 통과하는 전류도 우세할 수 있으며 아래에 설명된 모든 프로세스는 트랜지스터 Q2와 관련된다는 점에 유의해야 합니다.
T1의 턴 5-6을 통한 전류 흐름으로 인해 제어 변압기 T1의 모든 권선에 상호 유도 EMF가 나타납니다. 이 경우 (+) EMF는 핀 5를 기준으로 핀 4에서 발생하고 이 EMF의 영향으로 베이스 Q1에 추가 전류가 흘러 회로를 통해 약간 개방됩니다. 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3Q1 - 5T1.
동시에 (-) EMF는 핀 8에 비해 T1의 핀 7에 나타납니다. 이 EMF의 극성은 Q2를 차단하는 것으로 밝혀지고 닫힙니다. 다음으로 긍정적 피드백(POF)이 작용합니다. 그 효과는 컬렉터-이미터 섹션 Q1을 통해 전류가 증가하고 5-6 T1을 회전함에 따라 증가하는 EMF가 권선 4-5 T1에 작용하여 Q1에 대한 추가 기본 전류를 생성하여 훨씬 더 많이 개방된다는 것입니다. . 이 과정은 (매우 빠르게) 눈사태처럼 전개되어 Q1이 완전히 열리고 Q2가 잠깁니다. 선형적으로 증가하는 전류가 개방형 Q1과 전력 펄스 변압기 T2의 1차 권선 1-2를 통해 흐르기 시작하여 T2의 모든 권선에 상호 유도의 EMF 펄스가 나타납니다. 권선 7-5 T2의 임펄스는 저장 용량 C22를 충전합니다. TL494 유형 제어 칩 IC1의 핀 12와 매칭 스테이지에 공급되는 전압이 C22에 나타납니다. 마이크로 회로가 시작되어 핀 11, 8에서 직사각형 펄스 시퀀스를 생성하며, 이를 통해 전원 스위치 Q1, Q2가 일치 단계(Q3, Q4, T1)를 통해 전환하기 시작합니다. 공칭 레벨의 펄스 EMF는 전원 변압기 T2의 모든 권선에 나타납니다. 이 경우 권선 3-5 및 7-5의 EMF는 C22에 지속적으로 공급되어 일정한 전압 레벨(약 +27V)을 유지합니다. 즉, 마이크로 회로는 피드백 링(자체 공급)을 통해 자체적으로 전력을 공급하기 시작합니다. 장치가 작동 모드로 들어갑니다. 미세 회로와 매칭 단계의 공급 전압은 보조적이며 블록 내부에서만 작용하며 일반적으로 Upom이라고 합니다.
이 회로에는 Mazovia SM1914 컴퓨터용 LPS-02-150XT 스위칭 전원 공급 장치(대만산)와 같이 몇 가지 변형이 있을 수 있습니다(그림 15). 이 회로에서 시동 프로세스 개발을 위한 초기 원동력은 네트워크의 첫 번째 양의 반주기에서 전원 스위치의 기본 저항 분배기에 전원을 공급하는 별도의 반파 정류기 D1, C7을 사용하여 얻습니다. 이렇게 하면 시작 프로세스 속도가 빨라집니다. 왜냐하면... 키 중 하나의 초기 잠금 해제는 고용량 평활 커패시터의 충전과 동시에 발생합니다. 그렇지 않으면 이 체계는 위에서 설명한 것과 유사하게 작동합니다.

그림 15. LPS-02-150XT 스위칭 전원 공급 장치의 자려 시동 회로

이 구성표는 예를 들어 LING YIN GROUP(대만)의 PS-200B UPS에서 사용됩니다.
특수 시동 변압기 T1의 1차 권선은 주전원 전압의 절반(공칭 값 220V) 또는 전체 전압(공칭 값 110V)에서 켜집니다. 이는 2차 권선 T1의 교류 전압 진폭이 공급 네트워크의 정격에 의존하지 않기 때문에 수행됩니다. UPS가 켜지면 교류 전류가 1차 권선 T1을 통해 흐릅니다. 따라서 공급 네트워크의 주파수와 교류 정현파 EMF가 2차 권선 3-4 T1에서 유도됩니다. 이 EMF의 영향으로 흐르는 전류는 다이오드 D3-D6의 특수 브리지 회로에 의해 정류되고 커패시터 C26에 의해 평활화됩니다. 약 10-11V의 정전압이 C26에서 방출되며, 이는 TL494 유형 제어 마이크로 회로 U1의 핀 12와 매칭 스테이지에 공급 장치로 공급됩니다. 이 과정과 병행하여 안티앨리어싱 필터의 커패시터가 충전됩니다. 따라서 마이크로회로에 전원이 공급될 때쯤에는 파워 스테이지에도 전원이 공급됩니다. 마이크로 회로가 시작되고 핀 8, 11에서 일련의 직사각형 펄스를 생성하기 시작하며, 이를 통해 전원 스위치가 일치 단계를 통해 전환하기 시작합니다. 결과적으로 블록의 출력 전압이 나타납니다. 자체 공급 모드로 들어간 후 마이크로 회로는 디커플링 다이오드 D8을 통해 +12V 출력 전압 버스에서 전원을 공급받습니다. 이 자체 급전 전압은 정류기 D3-D5의 출력 전압보다 약간 높기 때문에 이 시동 정류기의 다이오드는 잠겨지고 이후 회로 작동에 영향을 미치지 않습니다.
다이오드 D8을 통한 피드백의 필요성은 선택 사항입니다. 강제 여자를 사용하는 일부 UPS 회로에는 그러한 연결이 없습니다. 제어 마이크로 회로와 매칭 스테이지는 전체 작동 시간 동안 시동 정류기의 출력에서 전원을 공급받습니다. 그러나 이 경우 Upom 버스의 리플 레벨은 +12V 출력 전압 버스에서 마이크로 회로에 전원을 공급하는 경우보다 약간 높습니다.
출시 계획에 대한 설명을 요약하면 해당 구성의 주요 특징을 확인할 수 있습니다. 자가 여자 회로에서는 처음에 전력 트랜지스터가 전환되어 Upom 칩에 대한 공급 전압이 나타납니다. 강제 여기 회로에서는 먼저 Upom이 얻어지고 결과적으로 전력 트랜지스터가 전환됩니다. 또한 자려 회로에서는 Upom 전압이 일반적으로 +26V 정도이고, 강제 여자 회로에서는 +12V 정도입니다.
강제 여자 회로(별도의 변압기 포함)가 그림 16에 나와 있습니다.

그림 16. PS-200B 스위칭 전원 공급 장치(LING YIN GROUP)의 강제 여자를 사용한 시동 회로.

매칭 캐스케이드

매칭 스테이지는 저전력 제어 회로에서 고전력 출력 스테이지를 매칭하고 분리하는 데 사용됩니다.
다양한 UPS에서 일치하는 캐스케이드를 구성하기 위한 실제 계획은 두 가지 주요 옵션으로 나눌 수 있습니다.
외부 개별 트랜지스터가 스위치로 사용되는 트랜지스터 버전;
제어 칩 자체 VT1, VT2(통합 버전)의 출력 트랜지스터가 키로 사용되는 트랜지스터 없는 버전입니다.
또한, 매칭 단계를 분류할 수 있는 또 다른 특징은 하프 브리지 인버터의 전력 트랜지스터를 제어하는 방법이다. 이 기능을 기반으로 일치하는 모든 캐스케이드는 다음과 같이 나눌 수 있습니다.
하나의 1차 권선과 2개의 2차 권선이 있는 하나의 공통 제어 변압기를 사용하여 두 전력 트랜지스터가 모두 제어되는 공통 제어 캐스케이드;
별도의 제어가 가능한 캐스케이드. 여기서 각 전력 트랜지스터는 별도의 변압기를 사용하여 제어됩니다. 일치 단계에는 두 개의 제어 변압기가 있습니다.
두 가지 분류를 기반으로 일치하는 캐스케이드를 다음 네 가지 방법 중 하나로 수행할 수 있습니다.
일반 제어 기능이 있는 트랜지스터;
별도의 제어 기능을 갖춘 트랜지스터;
일반 제어 기능을 갖춘 트랜지스터리스;
별도의 제어가 가능한 트랜지스터리스.
별도의 제어가 가능한 트랜지스터 스테이지는 거의 사용되지 않거나 전혀 사용되지 않습니다. 저자는 일치하는 캐스케이드의 이러한 구현을 접할 기회가 없었습니다. 나머지 세 가지 옵션은 다소 일반적입니다.
모든 변형에서 전력단과의 통신은 변압기 방식을 사용하여 수행됩니다.
이 경우 변압기는 전류 측면에서 제어 신호 증폭(전압 감쇠로 인해)과 갈바닉 절연이라는 두 가지 주요 기능을 수행합니다. 제어 칩과 매칭 스테이지가 UPS의 2차측에 있고, 전력 스테이지가 UPS의 1차측에 있기 때문에 갈바닉 절연이 필요합니다.
구체적인 예를 사용하여 언급된 각 매칭 캐스케이드 옵션의 작동을 고려해 보겠습니다.
공통 제어가 가능한 트랜지스터 회로에서 트랜지스터 Q3 및 Q4의 푸시풀 변압기 프리파워 증폭기가 매칭 스테이지로 사용됩니다(그림 17).

그림 17. KYP-150W 스위칭 전원 공급 장치의 매칭 단계(공통 제어가 가능한 트랜지스터 회로)

그림 18. 컬렉터 펄스의 실제 모양

DT 코어에 저장된 자기 에너지의 영향으로 흐르는 다이오드 D7 및 D9를 통과하는 전류는 감쇠 지수 형태를 갖습니다. DT 코어에서는 다이오드 D7 및 D9를 통해 전류가 흐르는 동안 변화하는(하강) 자속이 작용하여 2차 권선에 EMF 펄스가 나타납니다.
다이오드 D8은 공통 전원 버스를 통해 제어 칩에 대한 매칭 단계의 영향을 제거합니다.
ESAN ESP-1003R 스위칭 전원 공급 장치에는 일반 제어 기능을 갖춘 또 다른 유형의 트랜지스터 매칭 스테이지가 사용됩니다(그림 19). 이 옵션의 첫 번째 특징은 마이크로 회로의 출력 트랜지스터 VT1, VT2가 이미 터 팔로워로 포함된다는 것입니다. 출력 신호는 마이크로 회로의 핀 9와 10에서 제거됩니다. 저항 R17, R16 및 R15, R14는 각각 트랜지스터 VT1 및 VT2의 이미터 부하입니다. 이러한 동일한 저항은 스위치 모드에서 작동하는 트랜지스터 Q3, Q4의 기본 분배기를 형성합니다. 커패시턴스 C13 및 C12는 트랜지스터 Q3, Q4의 스위칭 프로세스를 강제하고 속도를 높이는 데 도움이 됩니다. 이 캐스케이드의 두 번째 특징은 제어 변압기 DT의 1차 권선이 중간 지점에서 출력을 갖지 않고 트랜지스터 Q3, Q4의 컬렉터 사이에 연결된다는 것입니다. 제어 칩의 출력 트랜지스터 VT1이 열리면 트랜지스터 Q3의 베이스인 분배기 R17, R16에 전압 Upom이 공급됩니다. 따라서 제어 접점 Q3을 통해 전류가 흐르고 접점이 열립니다. 이 프로세스는 설정된 값보다 2~2.5배 더 높은 잠금 해제 전류를 Q3 베이스에 공급하는 강제 정전 용량 C13에 의해 가속화됩니다. Q3을 열면 1차 권선 1-2 DT가 핀 1을 통해 하우징에 연결됩니다. 두 번째 트랜지스터 Q4가 잠겨 있으므로 Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - 하우징 회로를 따라 1차 권선 DT를 통해 증가하는 전류가 흐르기 시작합니다.

그림 19. 스위칭 전원 공급 장치 ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD(공통 제어가 가능한 트랜지스터 회로)의 매칭 단계.

직사각형 EMF 펄스는 2차 권선 3-4 및 5-6 DT에 나타납니다. DT 2차 권선의 권선 방향이 다릅니다. 따라서 전력 트랜지스터 중 하나(다이어그램에 표시되지 않음)는 개방 베이스 펄스를 수신하고 다른 하나는 폐쇄 펄스를 수신합니다. 제어 칩의 VT1이 급격하게 닫히면 그 이후에 Q3도 급격하게 닫힙니다. 폐쇄 과정의 가속은 폐쇄 극성에서 베이스-이미터 접합 Q3에 적용되는 전압인 강제 정전 용량 C13에 의해 촉진됩니다. 그런 다음 마이크로 회로의 두 출력 트랜지스터가 모두 닫힐 때 "데드 존"이 지속됩니다. 다음으로, 출력 트랜지스터 VT2가 열립니다. 이는 두 번째 트랜지스터 Q4의 베이스인 분배기 R15, R14가 전압 Upom에 의해 전원이 공급된다는 것을 의미합니다. 따라서 Q4가 열리고 1차 권선 1-2 DT가 다른 쪽 끝(핀 2)의 하우징에 연결되므로 증가하는 전류가 회로를 따라 이전 사례와 반대 방향으로 흐르기 시작합니다. Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "프레임".
따라서 DT의 2차 권선에 있는 펄스의 극성이 변경되고 두 번째 전력 트랜지스터가 개방 펄스를 수신하고 폐쇄 극성의 펄스가 첫 번째를 기반으로 작용합니다. 제어 칩의 VT2가 급격하게 닫히면 Q4도 그 후에 급격하게 닫힙니다(강제 커패시턴스 C12 사용). 그런 다음 "데드 존"이 다시 계속되고 그 후에 프로세스가 반복됩니다.
따라서 이 캐스케이드 작동의 주요 아이디어는 1차 권선 DT가 하우징의 한쪽 끝 또는 다른 쪽 끝과 연결되어 있다는 사실로 인해 DT 코어의 교번 자속을 얻을 수 있다는 것입니다. 따라서 단극 전원을 사용하는 직접적인 구성 요소 없이 교류가 이를 통해 흐릅니다.
UPS 매칭 단계의 트랜지스터 없는 버전에서는 앞서 언급한 바와 같이 제어 마이크로 회로의 출력 트랜지스터 VT1, VT2가 매칭 단계의 트랜지스터로 사용됩니다. 이 경우 개별 매칭 스테이지 트랜지스터가 없습니다.
예를 들어 PS-200V UPS 회로에는 일반 제어 기능이 있는 트랜지스터 없는 회로가 사용됩니다. 마이크로 회로 VT1, VT2의 출력 트랜지스터는 변압기 DT의 1차 반권선에 의해 컬렉터를 따라 로드됩니다(그림 20). 1차 권선 DT의 중간점에 전원이 공급됩니다.

그림 20. PS-200B 스위칭 전원 공급 장치의 매칭 단계(공통 제어 기능을 갖춘 무트랜지스터 회로)

트랜지스터 VT1이 열리면 이 트랜지스터와 제어 변압기 DT의 반권선 1-2를 통해 증가하는 전류가 흐릅니다. 제어 펄스는 DT의 2차 권선에 나타나며 인버터 전력 트랜지스터 중 하나가 열리고 다른 하나는 닫히는 극성을 갖습니다. 펄스가 끝나면 VT1이 급격하게 닫히고 반권선 1-2 DT를 통한 전류 흐름이 중단되므로 2차 권선 DT의 EMF가 사라져 전력 트랜지스터가 닫힙니다. 다음으로, 마이크로 회로의 출력 트랜지스터 VT1, VT2가 모두 닫히고 1차 권선 DT를 통해 전류가 흐르지 않을 때 "데드 존"이 지속됩니다. 다음으로 트랜지스터 VT2가 열리고 시간이 지남에 따라 증가하는 전류가 이 트랜지스터와 반권선 2-3 DT를 통해 흐릅니다. DT 코어에서 이 전류에 의해 생성된 자속은 이전 경우와 반대 방향을 갖습니다. 따라서, 이전 경우와 반대 극성의 EMF가 2차 권선(DT)에 유도됩니다. 결과적으로 하프 브리지 인버터의 두 번째 트랜지스터가 열리고 첫 번째 트랜지스터의 베이스에서 펄스가 닫히는 극성을 갖습니다. 제어 칩의 VT2가 닫히면 이를 통과하는 전류와 1차 권선 DT가 중지됩니다. 따라서 2차 권선 DT의 EMF가 사라지고 인버터 전력 트랜지스터가 다시 닫힙니다. 그런 다음 "데드 존"이 다시 계속되고 그 후에 프로세스가 반복됩니다.
이 캐스케이드를 구성하는 주요 아이디어는 이 변압기의 1차 권선 중간 지점에 전원을 공급하여 제어 변압기 코어의 교번 자속을 얻을 수 있다는 것입니다. 따라서 전류는 서로 다른 방향으로 동일한 회전 수로 반권선을 통해 흐릅니다. 마이크로 회로의 두 출력 트랜지스터가 모두 닫히면("데드 존") 코어 DT의 자속은 0과 같습니다. 트랜지스터를 교대로 열면 한쪽 또는 다른 반권선에서 자속이 번갈아 나타나는 현상이 발생합니다. 결과적으로 코어의 자속은 가변적입니다.
이러한 종류 중 마지막 유형(별도 제어가 가능한 무트랜지스터 회로)은 예를 들어 Appis 컴퓨터(페루)의 UPS에 사용됩니다. 이 회로에는 두 개의 제어 변압기 DT1, DT2가 있으며, 그 중 1차 반권선은 마이크로 회로의 출력 트랜지스터에 대한 콜렉터 부하입니다(그림 21). 이 방식에서는 두 개의 전원 스위치 각각이 별도의 변압기를 통해 제어됩니다. 제어 변압기 DT1, DT2의 1차 권선 중간점을 통해 공통 Upom 버스에서 마이크로 회로의 출력 트랜지스터 콜렉터에 전원이 공급됩니다.
1차 권선 DT1, DT2의 해당 부분이 있는 다이오드 D9, D10은 코어 감자 회로를 형성합니다. 이 문제를 더 자세히 살펴보겠습니다.

그림 21. "Appis" 스위칭 전원 공급 장치의 매칭 단계(별도 제어 기능을 갖춘 트랜지스터 없는 회로)

매칭 스테이지(그림 21)는 본질적으로 두 개의 독립적인 단일 종단 순방향 변환기입니다. 매칭 트랜지스터가 개방된 상태에서 개방 전류가 파워 트랜지스터의 베이스로 흐릅니다. 즉, 변압기를 통해 연결된 정합 트랜지스터와 전력 트랜지스터는 동시에 열립니다. 이 경우 두 펄스 변압기 DT1, DT2는 모두 1차 권선 전류의 일정한 성분으로 작동합니다. 강제 자화로. 코어의 자기를 없애기 위해 특별한 조치를 취하지 않으면 변환기의 여러 작동 기간 동안 자기 포화 상태가 되어 1차 권선의 인덕턴스가 크게 감소하고 스위칭 트랜지스터 VT1, VT2가 고장나게 됩니다. 트랜지스터 VT1과 변압기 DT1의 변환기에서 발생하는 프로세스를 고려해 봅시다. 트랜지스터 VT1이 열리면 선형적으로 증가하는 전류가 이를 통해 흐르고 회로를 따라 1차 권선 1-2 DT1이 흐릅니다. Upom -2-1 DT1 - 회로 VT1 - "케이스".
VT1 베이스의 잠금 해제 펄스가 끝나면 갑자기 닫힙니다. DT1의 권선 1-2를 통과하는 전류가 중지됩니다. 그러나 감자 권선 2-3 DT1의 EMF는 극성을 변경하고 감자 코어 DT1 전류는 회로 2 DT1 - Upom - C9 - "본체" - D10-3DT1을 통해 이 권선과 다이오드 D10을 통해 흐릅니다.
이 전류는 선형적으로 감소합니다. 코어 DT1을 통과하는 자속의 미분은 부호를 변경하고 코어는 자기화됩니다. 따라서 이 역사이클 동안 트랜지스터 VT1의 개방 상태 동안 코어 DT1에 저장된 초과 에너지는 소스로 반환됩니다(Upom 버스의 저장 커패시터 C9가 재충전됨).
그러나 일치하는 계단식 구현을 위한 이 옵션은 가장 바람직하지 않습니다. 두 변압기 DT1, DT2 모두 유도에서 활용도가 낮고 1차 권선 전류의 일정한 성분으로 작동합니다. 코어 DT1, DT2의 자화 반전은 전용 사이클에서 발생하며 양의 유도 값만 포함합니다. 이로 인해 코어의 자속이 맥동하는 것으로 나타납니다. 일정한 성분을 포함합니다. 이로 인해 변압기 DT1, DT2의 무게와 크기 매개변수가 증가하고, 또한 다른 매칭 캐스케이드 옵션과 비교하여 여기에는 하나가 아닌 두 개의 변압기가 필요합니다.